Naučiti vas 6 vještina dizajna napajanja
01 Feritno magnetno pojačalo u Flyback izvoru napajanja
Za povratno napajanje sa dvostrukim izlazom sa stvarnom snagom na oba izlaza (5V 2A i 12V 3A, oba regulirana sa ± 5 posto), kada napon dostigne 12 V, on prelazi u stanje nultog opterećenja i ne može se podesiti unutar granice od 5 posto. Linearni regulator je održivo rješenje, ali još uvijek nije idealno zbog visoke cijene i gubitka efikasnosti.
Naše predloženo rješenje je korištenje magnetnog pojačala na 12V izlazu, čak se može koristiti i flyback topologija. Za smanjenje troškova preporučuje se korištenje feritnog magnetnog pojačala. Međutim, upravljački krug feritnog magnetnog pojačala razlikuje se od onog kod tradicionalnog pravougaonog materijala za histereznu petlju (materijal visoke magnetske permeabilnosti). Upravljački krug ferita (D1 i Q1) potapa struju kako bi održao snagu na izlazu. Ovaj krug je temeljno testiran. Namotaji transformatora su dizajnirani za 5V i 13V izlaz. Kolo može čak postići ulaznu snagu ispod-1W (5V 300mW i 12V nulto opterećenje) uz postizanje ±5 posto regulacije izlaznog napona od 12V.
02 Upotrijebite postojeće strujno kolo kako biste osigurali zaštitu od prekomjerne struje
Uzmite u obzir povratno napajanje od 5V 2A i 12V 3A. Jedna od ključnih specifikacija ovog izvora napajanja je zaštita od prenapona (OPP) na izlazu od 5V kada izlaz od 12V dostigne bez opterećenja ili vrlo malo opterećenje. Oba izlaza predstavljaju zahtjev za regulaciju napona od ±5 posto.
Za uobičajena rješenja, upotreba senzorskih otpornika smanjuje performanse unakrsne regulacije, a osigurači su skupi. Međutim, sada su dostupna kola za zaštitu od prenapona (OVP). Ovo kolo je u stanju da zadovolji i OPP i zahtjeve za regulaciju napona, što se može postići korištenjem sklopa s poludjelnim lukom.
R1 i VR1 formiraju aktivno predopterećenje na 12V izlazu, što omogućava regulaciju od 12V kada je 12V izlaz lagano opterećen. Kada je 5V izlaz u stanju preopterećenja, napon na 5V izlazu će pasti. Lažna opterećenja povlače mnogo struje. Pad napona na R1 može se koristiti za otkrivanje ove velike struje. Q1 se uključuje i pokreće OPP kolo.
03 Aktivni šant regulator i predopterećenje
Flyback je trenutno najpopularnija topologija u području prebacivanja proizvoda napajanja sa mrežnog napona AC na niskonaponski DC. Glavni razlog za to je jedinstvena isplativost obezbjeđivanja višestrukih izlaznih napona jednostavnim dodavanjem dodatnih namotaja na sekundar transformatora.
Tipično, povratna informacija dolazi od izlaza sa najstrožim zahtjevima izlazne tolerancije. Ovaj izlaz zatim definira zavoje po voltu za sve druge sekundarne namote. Zbog efekata induktivnosti curenja, izlazi ne mogu uvijek postići željenu unakrsnu regulaciju izlaznog napona, posebno ako dati izlaz može biti neopterećen ili vrlo malo opterećen jer su ostali izlazi potpuno opterećeni.
Postregulator ili lažno opterećenje može se koristiti da spriječi porast napona na izlazu u takvim uvjetima. Međutim, zbog povećane cijene i smanjene efikasnosti postregulatora ili lažnih opterećenja, oni nisu bili dovoljno atraktivni, posebno posljednjih godina za potrošnju energije bez opterećenja i/ili u stanju pripravnosti u mnogim potrošačkim aplikacijama. U uslovima sve strožih regulatornih zahteva, ovaj dizajn je počeo da se zanemaruje. Aktivni šant regulator prikazan na slici 3 ne samo da rješava problem regulacije napona, već i minimizira utjecaj troškova i efikasnosti.
Kolo radi na sljedeći način: Kada su oba izlaza u regulaciji, otpornički razdjelnik R14 i R13 bias tranzistor Q5, koji drži Q4 i Q1 isključenim. Pod ovim radnim uslovima, struja kroz Q5 deluje kao malo predopterećenje na izlazu od 5V.
Standardna razlika između izlaza od 5V i izlaza od 3,3V je 1,7V. Kada opterećenje zahtijeva dodatnu struju iz izlaza od 3,3 V bez jednakog povećanja struje opterećenja od izlaza od 5 V, izlazni napon će se povećati u odnosu na izlaz od 3,3 V. Sa razlikom napona većom od približno 100 mV, Q5 će biti isključen, uključivanjem Q4 i Q1 i dopuštajući struji da teče od 5V izlaza do izlaza od 3,3V. Ova struja će smanjiti napon na izlazu od 5V, smanjujući razliku napona između dva izlaza.
Količina struje u Q1 određena je razlikom napona na dva izlaza. Stoga, krug može održavati regulirana oba izlaza bez obzira na njihovo opterećenje, čak i u najgorem slučaju kada je izlaz od 3,3 V potpuno opterećen, a izlaz od 5 V neopterećen. Q5 i Q4 u dizajnu obezbeđuju temperaturnu kompenzaciju jer se promene temperature VBE u svakom tranzistoru međusobno poništavaju. Diode D8 i D9 nisu potrebne, ali se mogu koristiti za smanjenje disipacije snage u Q1, eliminišući potrebu za dodavanjem hladnjaka u dizajn.
Kolo reaguje samo na relativnu razliku između dva napona i uglavnom je neaktivno pri punom i malom opterećenju. Budući da je šant regulator povezan sa izlaza od 5 V na izlaz od 3,3 V, krug može smanjiti aktivnu disipaciju za 66 posto u poređenju sa uzemljenim šant regulatorom. Rezultat je visoka efikasnost pri punom opterećenju i niska potrošnja energije od malog opterećenja do praznog hoda.
04 Visokonaponski ulazni prekidački izvor napajanja pomoću StackFET-a
Industrijska oprema koja radi na trofaznu izmjeničnu struju često zahtijeva pomoćni stepen napajanja koji može osigurati reguliranu niskonaponsku istosmjernu struju za analogna i digitalna kola. Primjeri takvih primjena uključuju industrijske pogone, UPS sisteme i brojila energije.
Specifikacije za ovu vrstu napajanja su mnogo strože od onih koje su potrebne za standardne prekidače. Ne samo da su ulazni naponi veći u ovim aplikacijama, već oprema dizajnirana za trofazne primjene u industrijskim okruženjima također mora tolerirati vrlo velike fluktuacije - uključujući produžena vremena pada, udare struje i povremeni gubitak jedne ili više faza. Također, specificirani raspon ulaznog napona za ova pomoćna napajanja može biti širok od 57 VAC do 580 VAC.
Dizajniranje tako širokog raspona prekidačkog napajanja može biti izazov, uglavnom zbog visoke cijene visokonaponskih MOSFET-ova i ograničenja dinamičkog raspona tradicionalnih PWM upravljačkih petlji. StackFET tehnologija omogućava kombinaciju jeftinih MOSFET-ova niskog napona od 600V i integrisanih kontrolera napajanja iz Power Integrations, omogućavajući jednostavan i jeftin dizajn prekidačkih izvora napajanja koji mogu raditi u širokom rasponu ulaznog napona.
Kolo radi na sljedeći način: Struja na ulazu kola može doći iz trofaznog trožilnog ili četverožičnog sistema, ili čak iz jednofaznog sistema. Trofazni ispravljač se sastoji od dioda D1-D8. Otpornici R1-R4 obezbjeđuju ograničenje udarne struje. Ako se koriste topljivi otpornici, ovi otpornici se mogu sigurno isključiti tokom kvara bez potrebe za posebnim osiguračem. Pi filter se sastoji od C5, C6, C7, C8 i L1 za filtriranje ispravljenog istosmjernog napona.
Otpornici R13 i R15 se koriste za balansiranje napona između ulaznih filterskih kondenzatora. Kada se MOSFET unutar integriranog prekidača (U1) uključi, izvor Q1 će se povući na nisko, R6, R7 i R8 će osigurati struju gejta, a kapacitivnost spoja od VR1 do VR3 će se uključiti Q1. Zener dioda VR4 se koristi za ograničavanje napona gejt-izvor primijenjen na Q1. Kada je MOSFET u U1 isključen, maksimalni napon odvoda U1 je stegnut pomoću mreže za stezanje od 450 V koja se sastoji od VR1, VR2 i VR3. Ovo ograničava napon odvoda U1 na približno 450 V.
Svaki dodatni napon na kraju namotaja spojenog na Q1 će se primijeniti na Q1. Ovaj dizajn efikasno raspoređuje ukupni ispravljeni ulazni jednosmerni napon i povratni napon između Q1 i U1. Otpornik R9 se koristi za ograničavanje visokofrekventnih oscilacija tokom komutacije, a mreža stezaljki VR5, D9 i R10 se koristi za ograničavanje vršnog napona na primarnoj strani zbog induktivnosti curenja tokom intervala povratnog udara.
Ispravljanje izlaza osigurava D1. C2 je izlazni filter. L2 i C3 formiraju sekundarni filter kako bi se smanjilo talasanje prebacivanja na izlazu.
VR6 se uključuje kada izlazni napon premaši ukupan pad napona na diodi optokaplera i VR6. Promjena izlaznog napona uzrokuje promjenu protoka struje kroz diodu optokaplera u U2, što zauzvrat mijenja protok struje kroz tranzistor u U2B. Kada ova struja premaši struju praga FB pina od U1, sljedeći ciklus je inhibiran. Regulacija izlaza se može postići kontrolom broja ciklusa uključivanja i onemogućavanja. Jednom kada se uključi ciklus prebacivanja, ciklus se završava kada struja poraste do unutrašnje granice struje U1. R11 se koristi za ograničavanje struje kroz optokapler tokom prolaznih opterećenja i za podešavanje pojačanja povratne petlje. Otpornik R12 se koristi za pristrasnost Zener diode VR6.
IC U1 (LNK 304) ima ugrađene funkcije tako da je kolo zaštićeno od gubitka povratnog signala, kratkog spoja na izlazu i preopterećenja. Budući da se U1 napaja direktno iz svog DRAIN pina, nije potrebno dodatno namotavanje na transformatoru. C4 se koristi za obezbjeđivanje internog razdvajanja napajanja.
05 Dobar izbor ispravljačkih dioda može pojednostaviti i smanjiti troškove EMI filterskih krugova u AC/DC pretvaračima
Ovaj krug može pojednostaviti i smanjiti troškove EMI filterskih kola u AC/DC pretvaračima. Da bi se AC/DC napajanje učinilo kompatibilnim sa EMI, potrebno je korištenje velikog broja komponenti EMI filtera kao što su X i Y kondenzatori. Standardna ulazna kola za AC/DC izvore napajanja uključuju mosni ispravljač za ispravljanje ulaznog napona (obično 50-60 Hz). Budući da se radi o niskofrekventnom AC ulaznom naponu, mogu se koristiti standardne diode kao što je serija dioda 1N400X, također zato što su one najjeftinije.
Ovi filterski uređaji se koriste za smanjenje EMI-a koje generiše napajanje kako bi bili u skladu sa objavljenim ograničenjima EMI-ja. Međutim, budući da mjerenja koja se koriste za snimanje EMI-a počinju samo na 150 kHz, a frekvencija napona naizmjenične mreže je samo 50 ili 60 Hz, obrnuto vrijeme oporavka standardnih dioda (vidi sliku 5-1) koje se koriste u mosnim ispravljačima je relativno sporo. dugo i obično nije direktno povezano sa generisanjem EMI.
Međutim, krugovi ulaznih filtera u prošlosti su ponekad uključivali kondenzatore paralelno s mosnim ispravljačem kako bi se potisnuli bilo koji visokofrekventni valni oblici uzrokovani ispravljanjem niskofrekventnog ulaznog napona.
Ovi kondenzatori nisu potrebni ako se u mosnom ispravljaču koriste brze povratne diode. Kada se napon na ovim diodama počne mijenjati, one se vrlo brzo oporavljaju (pogledajte sliku 5-2). Ovo smanjuje induktivnu pobudu zalutalih linija u ulaznoj liniji naizmjenične struje smanjenjem naknadnih visokofrekventnih isključenja i EMI. Budući da 2 diode mogu provesti svaki poluciklus, samo 2 od 4 diode moraju biti tipa brzog oporavka. Isto tako, samo jedna od dvije diode koje provode svaki poluciklus treba da ima karakteristiku brzog oporavka.
Valni oblici ulaznog napona i struje pokazuju prekid diode na kraju obrnutog oporavka.
06 Koristite soft-start da onemogućite jeftine izlaze kako biste zadržali trenutne skokove
Kako bi se zadovoljile stroge specifikacije napajanja u stanju pripravnosti, neka višestruka izlazna napajanja su dizajnirana da isključe izlaz kada je signal u stanju pripravnosti aktivan.
Obično se to postiže isključivanjem bipolarnog tranzistora (BJT) ili MOSFET-a. Za izlaze niske struje, BJT mogu biti prikladna i jeftinija alternativa MOSFET-ovima ako je energetski transformator dizajniran s dodatnim padom napona na tranzistorima.
